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信号完整性100条经验法则

来源:未知 编辑:admin 时间:2019-05-12

  随着现代数字电子系统突破1 GHz的壁垒,PCB板级设计和IC封装设计必须都要考虑到信号完整性和电气性能问题。 凡是介入物理设计的人都可能会影响产品的性能。所有的设计师都应该了解设计如何影响信号完整性,至少能够和信号完整性专业的工程师进行技术上的沟通。 当快速地得到粗略的结果比以后得到精确的结果更重要时,我们就使用经验法则。

  经验法则只是一种大概的近似估算,它的设计目的是以最小的工作量,以知觉为基础找到一个快速的答案。经验法则是估算的出发点,它可以帮助我们区分5或50,而且它能帮助我们在设计的早期阶段就对设计有较好的整体规划。

  下面是具有40年研究经验的国际大师Eric Bogatin给出的100条估计信号完整性效应的经验法则。

  1、信号上升时间约是时钟周期的10%,即1/10x1/Fclock。例如100MHZ 使中的上升时间大约是1NS.

  2、理想方波的N 次谐波的振幅约是时钟电压副值的2/(N 派)倍。例如,1V时钟信号的第一次谐波幅度约为0.6V,第三次谐波的幅度约是0.2V。

  3、信号的带宽和上升时间的关系为:BW=0.35/RT。例如,如果上升时间是1NS,

  则带宽是350MHZ。如果互连线GHZ,则它可传输的最短上升时间约为0.1NS。

  6、在400MHZ 内,轴向引脚电阻可以看作理想电阻;在2GHZ 内,SMT0603电阻可看作理想电阻。

  8、直径为1MIL 的近键合线 盎司桶线条的方块电阻率约是每方块0.5 豪欧姆。

  13、 硬币般大小的一对平行板,板间填充空气时,他们间的电容约为1PF。

  14、 当电容器量板间的距离与板子的宽度相当时,则边缘产生的电容与平行板形成的产生的电容相等。例如,在估算线MIL的微带线的平行板电容时,其估算值为1PF/IN,但实际的电容约是上述的两倍,也就是2PF/IN。

  15、 如果问对材料特性一无所知,只知道它是有机绝缘体,则认为它的介电常数约为4。

  16、 1 片功率为1W 的芯片,去耦电容(F)可以提供电荷使电压降小于小于

  17、 在典型电路板钟,当介质厚度为10MIL 时,电源和地平面间的耦合电容

  19、 直径为1MIL 的圆导线MIL 厚的线IN 的一个圆环线圈,它的大小相当于拇

  21、 直径为1IN 的圆环的单位长度电感约是25NH/IN 或1NH/MM。例如,如

  果封装引线、 当一对圆杆的中心距离小于它们各自长度的10%时,局部互感约是各自

  24、 SMT 电容(包括表面布线、过孔以及电容自身)的回路电感大概为2NH,

  26、 过孔的直径越大,它的扩散电感就越低。一个直径为25MIL 过孔的扩散电感约为50PH。

  27、 如果有一个出沙孔区域,当空闲面积占到50%时,将会使平面对间的回路电感增加25%。

  28、 铜的趋肤深度与频率的平方跟成反比。1GHZ 时,其为2UM。所以,10MHZ 时,铜的趋肤是20UM。

  29、 在50 欧姆的1 盎司铜传输线MHZ 时,单位长度回路电感为一常数。这说明在频率高于50MHZ 时,特性阻抗时一常数。

  31、 信号在空气中的速度约是12IN/NS。大多数聚合材料中的信号速度约为6IN/NS。

  32、 大多数辗压材料中,线、 信号的空间延伸等于上升时间X 速度,即RTx6IN/NS。

  35、 FR4 中,所有50 欧姆传输线 欧姆传输线 欧姆微带线,其介质厚度约是线 欧姆带状线,其平面间的间隔时信号线、 在远小于信号的返回时间之内,传输线的阻抗就是特性阻抗。例如,当驱动一段3IN 长的50 欧姆传输线NS 的驱动源在沿线传输并发生上升跳变时间内感受到的就是50 欧姆恒定负载。

  42、 如果50 欧姆微带线中的返回路径宽度与信号线宽相等,则其特性阻抗比返回路径无限宽时的特性阻抗高20%。

  43、 如果50 欧姆微带线中的返回路径宽度至少时信号线 倍,则其特性阻抗与返回路径无限宽时的特性阻抗的偏差小于1%。

  44、 布线的厚度可以影响特性阻抗,厚度增加1MIL,阻抗就减少2 欧姆。

  45、 微带线定部的阻焊厚度会使特性阻抗减小,厚度增加1MIL,阻抗减少2欧姆。

  46、 为了得到精确的集总电路近似,在每个上升时间的空间延伸里至少需要有3.5 个LC 节。

  48、 如果传输线%短,就不需要对传输线 欧姆的阻抗变化引起的反射系数是5%。

  51、 远端容性负载会增加信号的上升时间。10-90 上升时间约是(100xC)PS,其中C 的单位是PF。

  55、 如果突变的电感(NH)小于上升时间(NS)的10 倍,则不会产生问题。

  56、 对上升时间少于1NS 的信号,回路电感约为10NH 的轴向引脚电阻可能会产生较多的反射噪声,这时可换成片式电阻。

  58、 1GHZ 时,1 盎司铜线的电阻约是其在DC 状态下电阻的15 倍。

  59、 1GHZ 时,8MIL 宽的线条的电阻产生的衰减与介质此材料产生的衰减相当,并且介质材料产生的衰减随着频率变化得更快。

  60、 对于3MIL或更宽的线条而言,低损耗状态全是发生在10MHZ频率以上。在低损耗状态时,特性阻抗以及信号速度与损耗和频率无关。在常见的级互连中不存在由损耗引起的色散现象。

  61、 -3DB 衰减相当于初始信号功率减小到50%,初始电压幅度减小到70%。

  62、 -20DB 衰减相当于初始信号功率减小到1%,初始电压幅度减小到10%。

  63、 当处于趋肤效应状态时,信号路径与返回路径的单位长度串联约是(8/W)Xsqrt(f)(其中线宽W:MIL;频率F:GHZ)。

  64、 50 欧姆的传输线中,由导体产生的单位长度衰减约是36/(Wz0)DB/IN。

  66、 1GHZ 时,FR4 中由介质材料产生的衰减约是0.1DB/IN,并随频率线 欧姆传输线GHZ 时,其导体损耗与介质材料损耗相等。

  68、 受损耗因子的制约,FR4 互连线(其长是LEN)的带宽约是30GHZ/LEN。

  70、 如果互连线长度(IN)大于上升时间(NS)的50 倍,则FR4 介质板中由损耗引起的上升边退化是不可忽视的。

  71、 一对50 欧姆微带传输线中,线间距与线宽相等时,信号线 欧姆微带传输线中,线间距与线宽相等时,信号线NS 的上升时间,FR4 中近端噪声的饱和长度是6IN,它与上升时间成比例。

  76、 对于50 欧姆微带线 欧姆带状线,线间距与线宽相等时,近端串扰约为6%。

  79、 对于50 欧姆带状线、 一对50 欧姆微带传输线中,间距与线%Xtd/rt。如果线 欧姆微带传输线%Xtd/rt。如果线欧姆微带传输线%Xtd/rt。如果线、 带状线或者完全

  微带线 欧姆总线中,不管是带状线还是微带线,要使最怀情况下的远端噪声低于5%,就必须保持线 欧姆总线中,线间距离等于线%的窜扰来源于受害线两边邻近的那两跟线 欧姆总线中,线间距离等于线%的窜扰来源于受害线两边距离最近的每边各两根线 欧姆总线 倍时,受害线%的窜扰来源于受害线两边邻近的那两根线条。这是忽略与总线中其他所有线、 对于表面布线,加大相邻信号线间的距离使之足以添加一个防护布线,串扰常常就会减小到一个可以接受的水平,而且这是没必要增加防护布线。添加终端短接的防护布线、 对于带状线,使用防护线可以使串扰减小到不用防护线、 为了保持开关噪声在可以接受的水平,必须时互感小于2.5nhx 上升时间(ns)。

  250MHZ/(NxLm)。其中,Lm 是信号/返回路径对之间的互感(nh),N 是同时开馆的数量。

  94、 如果之间没有耦合,差分对的差分阻抗是其中任意一个单端线 欧姆微带线,只要其中一跟线的电压维持在高或低不变,则另一跟线的单端特性阻抗就与邻近线、 在紧耦合差分微带线中,与线宽等于线间距时的耦合相比,线条离得很远而没有耦合时,差分特性阻抗仅会降低10%左右。

  97、 对于宽边耦合差分对,线条间的距离应至少比线宽大,这么做的目的是为了获得可高达100 欧姆的查分阻抗。

  99、 邻近的单端攻击次线在强耦合差分对上产生的差分信号串扰比弱耦合差分对上的少30%。

  100、 邻近的单端攻击次线在强耦合差分对上产生的共模信号串扰比弱耦合差分对上的多30%。

  Eric Bogatin,于1976年获麻省理工大学物理学士学位,并于1980年获亚利桑那大学物理硕士和博士学位。目前是GigaTest实验室的首席技术主管。多年来,他在信号完整性领域,包括基本原理、测量技术和分析工具等方面举办过许多短期课程,培训过4000多工程师,在信号完整性、互连设计、封装技术等领域已经发表了100多篇技术论文、专栏文章和专著。

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